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可支配收入的增加以及消费者对最新时尚智能技术的喜好，将驱动中国消费市场智能眼镜的增长

全球拥有专有技术的 3D 打印商业镜片技术供应商 Luxexcel宣布，已将中国视为主流消费市场智能处方眼镜发展的关键驱动力。鉴于市场对于时尚的日益注重，消费者需要无缝接入互联网和社交应用，而智能处方眼镜则代表了一种功能强大的时尚工具，可以促进和加强这种对实时信息的需求。

Luxexcel 首席战略官 Guido Groet表示：“紧跟时尚与引领潮流合二为一，这是我们对未来智能眼镜市场的预测。短短几十年时间，消费者行为方式已经完全转变为几乎普遍使用智能手机，处方智能眼镜也会遵从这种趋势，其中包括具有增强现实 (AR)功能的可穿戴设备，都很有可能成为下一个消费市场的发展里程碑。我们看到了中国在消费市场的巨大潜力，尤其是在涉及跨越技术、时尚和消费等方面的需求时，中国的发展潜力更加巨大。”

在全球许多市场的情况基本类似，眼镜既被视为矫正视力的工具，也更被作为重要的时尚宣言。消费市场的科技巨头 Facebook（与Ray-Ban合作）和小米两家公司最近都相继推出了全新的智能眼镜产品，这进一步加快加强了该市场的发展速度和潜力，。

如今的眼镜被视为时尚配饰，消费者会有意向去购买多种眼镜产品，更频繁地更换它们，并倾向于选择更时尚或更优质的眼镜。智能技术在眼镜中的整合将会继续遵循这一趋势。

从产业链上游看，这个巨大的潜在市场需要一个高效的工艺流程来提供3D打印处方镜片，这些镜片可以设计和集成在既合乎具体需求，又非常实用的眼镜中。Luxexcel 正是在这个市场提供一种颠覆性的解决方案，消费市场的科技巨头和合同制造商能够通过 Luxexcel 技术将波导等智能技术与处方镜片无缝结合。

通过Luxexcel专利的 3D 打印制造平台 VisionPlatform™ 7，客户能够将处方镜片无缝集成到智能眼镜的生产工艺。VisionPlatform™ 7 包括有专门用于制造轻、薄处方智能镜片的新功能，从而使智能眼镜非常类似于传统眼镜的商用镜框。VisionPlatform™ 7 功能强大，适用于各种技术，可在 3D 打印过程中集成波导、全息光学元件和液晶箔等元件。

Luxexcel首席战略官 Guido Groet 补充说：“智能可穿戴设备市场显然正在兴起，时尚的处方智能眼镜将在这一领域占据重要地位。在 Luxexcel，我们已经展示了能够将AR 智能眼镜的三个重要元素：处方镜片、波导和投影仪，组合成一个 3D 打印处方镜片。凭借制造处方智能眼镜的能力，科技公司可以加速他们的AR眼镜项目，并让设计师能够灵活地制作他们想要的智能眼镜。我们尤其将中国视为该领域市场增长的主要驱动力，这不仅是因为目前中国有很大一部分人口需要视力矫正，还因为中国消费者一直表现出对采用新技术的极大兴趣。”

Luxexcel 的使命是通过满足75% 以上全球成年人口对于处方镜片的需求，加速智能眼镜在消费市场的采用。就中国而言，有研究表明，近视总人口大约为6亿，其中包括70%以上的高中生和大学生，以及40%以上的低年级学生。与年龄相关的视力下降在中国也呈上升趋势，2017 年中国总共生产了 3.92 亿副眼镜。预计到 2023 年，中国眼镜市场的零售额将达到 1350 亿元人民币*。

* https://www.businesswire.com/news/home/20190813005518/en/China-Eye-Glasses-Industry-Report-2018-2023--

关于Luxexcel 

Luxexcel (www.luxexcel.com)是一家全球领先的3D 打印商业镜片的技术供应商，我们的使命是通过满足全球75%以上需要处方镜片的成年人口的需求，加速消费者智能眼镜的采用。我们通过获得专利的 3D 打印制造平台实现了这个目标。OEM厂商和设备制造商可以使用Luxexcel平台。根据需求设计和生产定制的、轻量的智能处方眼镜，并且采用适合大众市场的时尚外形。Luxexcel总部位于荷兰，在比利时和美国设有分支机构。

作者：ADI 公司

高级应用工程师，Pinkesh Sachdev

电阻分压器可将高电压衰减至低压电路能够承受的电平，且低压电路不会出现过载或损坏。在功率路径控制电路中，电阻分压器有助于设置电源欠压和过压闭锁阈值。这种电源电压验证电路常见于汽车系统、便携式电池供电仪器仪表以及数据处理和通信板中。

欠压闭锁(UVLO)可防止下游电子系统在异常低的电源电压下工作，避免导致系统故障。例如，当电源电压低于规格要求时，数字系统可能性能不稳定，甚至死机。当电源为可充电电池时，欠压闭锁可防止电池因深度放电而受损。过压闭锁(OVLO)可保护系统免受破坏性地高电源电压的影响。由于欠压和过压阈值取决于系统的有效工作范围，因此电阻分压器可用于通过相同的控制电路设置自定义阈值。为了能够在存在电源噪声或电阻的情况下实现平稳无颤振闭锁功能，需要利用阈值迟滞。在讨论了简单的UVLO/OVLO电路后，本文将介绍一些添加阈值迟滞的简单方法，当默认值不足时，有必要添加阈值迟滞。

欠压和过压闭锁电路

图1所示为欠压闭锁电路（目前无迟滞）。它有一个比较器，其负输入端具有正基准电压(V_T)。比较器控制一个电源开关，用于打开或闭合电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入连接至电阻分压器。如果电源接通，并从0 V开始上升，比较器输出为初始状态即低电平，电源开关保持关闭状态。当比较器正输入达到V_T时，比较器输出断路。此时，底部电阻中的电流为V_T/R_B。如果比较器无任何输入偏置电流，该电流会流入R_T。因此，当比较器断路时，电源电压为V_T + R_T × V_T/R_B = V_T × (R_B + R_T)/R_B。这就是通过电阻分压器设置的电源UVLO阈值。例如，如果V_T为1 V，且R_T = 10 × R_B，则UVLO阈值为11 V。低于该阈值时，比较器输出低电平，将打开电源开关；高于该UVLO阈值时，开关闭合，电源为系统上电。通过更改R_B和R_T的比值就可以轻松调整阈值。绝对电阻值由预计的分压器偏置电流设定（本文稍后将详细介绍）。要设置OVLO阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，图2中的下方比较器），这样高电平输入就会迫使比较器输出低电平，并打开开关。

图1.采用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压闭锁电路

电源开关也可通过N沟道或P沟道电源MOSFET来实现，不过这部分内容不是本文讨论的重点。之前的讨论假设N沟道MOSFET开关在栅极电压为低电平（例如：0 V）时打开（高电阻）。为了完全闭合（低电阻）N沟道MOSFET，栅极电压必须比电源电压至少高出MOSFET阈值电压，这需要使用电荷泵。保护控制器（LTC4365、LTC4367和LTC4368）集成了比较器和电荷泵，可驱动N沟道MOSFET，同时静态功耗较低。P沟道MOSFET不需要使用电荷泵，但栅极电压极性相反；也就是说，低电压闭合开关，而高电压打开P沟道MOSFET开关。

再来看电阻分压器：与使用两个单独的2电阻串相比，3电阻串可设置欠压和过压闭锁阈值（图2），同时一个分压器无需提供偏置电流。UVLO阈值为：V_T × (R_B + R_M + R_T)/(R_B + R_M)，而OVLO阈值为：V_T × (R_B + R_M + R_T)/R_B。AND栅极将两个比较器的输出合并，然后连接至电源开关。因此，当输入电压介于欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合，为系统供电；否则，开关打开，断开系统供电。如果不需要考虑分压器功耗，则采用单独的欠压和过压分压器，分别独立调整阈值会更灵活。

图2.采用单个电阻分压器的欠压和过压闭锁电路

具有迟滞功能的欠压和过压闭锁电路

在图1中，如果电源电压上升缓慢并且有噪声，或者如果电源本身具有电阻（如电池中的电阻），导致电压随负载电流下降，那么当比较器输入超过其UVLO阈值时，比较器的输出将在高电平和低电平之间反复切换。这是因为，比较器的正输入因输入噪声或负载电流通过电源电阻导致的压降而反复高于和低于V_T阈值。对于电池供电电路，这可能会导致永无休止的振荡。使用具有迟滞功能的比较器可消除这种颤振，从而使开关切换更顺畅。如图3所示，迟滞比较器针会对上升（例如：V_T + 100 mV）和下降输入（例如：V_T – 100 mV）提供不同的阈值。比较器迟滞会随R_B和R_T放大，使电源电平为200 mV × (R_B + R_T)/R_B。如果电源输入的噪声或压降低于该迟滞，就可以消除颤振。如果比较器不存在迟滞或迟滞较低，则有许多方法可以增加或提高迟滞。所有这些方法均在分压器接头处采用正反馈，例如：当比较器断路时，正在上升的比较器输入电平会更高。为简单起见，以下等式假设比较器本身没有迟滞。

图3.通过在分压器接头与电源开关输出之间连接一个电阻来增加欠压闭锁阈值迟滞

分压器与输出之间的电阻（图3）：

在分压器接头（比较器的正输入）与电源开关输出之间增加一个电阻（R_H）。当电源电压从0 V开始上升时，比较器的正输入低于V_T，比较器输出低电平，电源开关保持关闭状态。假设由于系统负载，开关输出为0 V。因此，将R_H与R_B并联，用于计算输入阈值。上升输入欠压阈值为V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H)，其中：R_B || R_H = R_B × R_H/(R_B + R_H)。高于此阈值时，开关打开，接通系统电源。为了计算下降输入欠压阈值，由于开关闭合，R_H与R_T并联，下降输入欠压阈值为：V_T × (R_B + (R_T || R_H))/R_B，其中 R_T || R_H = R_T × R_H/(R_T + R_H)。如果比较器本身存在一定迟滞，则使用上一个等式中的上升或下降比较器阈值代替V_T。回想一下图1中的示例，V_T = 1 V且R_T = 10 × R_B，如果不存在比较器迟滞或R_H，则上升和下降阈值为11 V。如图3所示，增加R_H = 100 × R_B，则上升输入阈值为11.1 V，下降阈值为10.09 V；也就是说，迟滞为1.01 V。该方法对OVLO无效，因为输入电平上升会关闭电源开关，从而导致R_H将比较器输入电平拉低（这样会再次打开开关）而不是拉高。

连接开关电阻（图4）:

增加迟滞的另一个方法就是连接可以改变底部电阻有效值的开关电阻。开关电阻可以并联（图4a），也可以串联（图4b）。我们来看看图4a：当V_IN为低电平（比如说为0 V）时，比较器的输出（UV或节点）为高电平，从而打开N沟道MOSFET M1，并将R_H与R_B并联连接。假设M1的导通电阻与R_H相比可以忽略不计，或可以包含在R_H的值中。上升输入阈值与图3中的相同：V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H)。一旦V_IN高于该阈值，比较器输出就会变为低电平，从而关闭M1，并断开R_H与分压器的连接。因此，下降输入阈值与图1中的相同：V_T × (R_B + R_T)/R_B。继续我们的示例，V_T = 1 V，R_T = 10 × R_B且R_H = 100 × R_B，上升输入阈值为11.1 V，下降阈值为11 V；也就是说，R_H产生了100 mV的迟滞。该方法和下述方法均可用于欠压或过压闭锁，因为其用途取决于比较器输出打开电源开关的方式（未显示）。

图4.使用开关(a)分流电阻或电流和(b)串联电阻增加欠压或过压闭锁阈值迟滞

图4b的配置可得出上升输入阈值为：V_T × (R_B + R_T)/R_B，下降输入阈值为：V_T × (R_B + R_H + R_T)/(R_B + R_H)。图4中的R_H = R_B/10，因此上升输入阈值为11 V，下降阈值为10.091 V，也就是说，迟滞为909 mV。这表明，图4b配置需要一个更小的R_H才能产生更大的迟滞。

连接电流源（图4a）:

图4a的电阻R_H可以使用电流源I_H代替。该方法适用于LTC4417和LTC4418优先级控制器。当V_IN为低电平时，比较器的高电平输出使能I_H。输入阈值上升时，比较器的负输入为V_T。因此，R_T中的电流为I_H + V_T/R_B，得出的上升阈值为：V_T + (I_H + V_T /R_B) × R_T = V_T × (R_B + R_T)/R_B + I_H × R_T。一旦V_IN高于该阈值，比较器的低电平输出就会关闭I_H。因此，下降阈值与图1中的相同：V_T × (R_B + R_T)/R_B，且输入阈值迟滞为：I_H × R_T。

电阻分压器偏置电流

之前的等式假设比较器输入端的输入偏置电流为0，而示例只考虑了电阻比，而未考虑绝对值。比较器输入同时具有输入失调电压(V_OS)、参考误差（也可以与V_OS合并），以及输入偏置电流或漏电流(I_LK)。如果分压器偏置电流（图1跳变点处的V_T/R_B）明显大于输入漏电流，则零泄漏假设成立。例如，如果分压器电流是输入漏电流的100倍时，漏电流引起的输入阈值误差将保持在1%以下。另一种方法是比较漏电流引起的阈值误差与失调电压引起的阈值误差。考虑比较器的非理想因素，图1输入欠压阈值等式变为：(V_T ± V_OS) × (R_B + R_T)/R_B ± I_LK × R_T（类似于之前的迟滞电流等式），可重写为：(V_T ± V_OS ± I_LK × R_B × R_T/(R_B + R_T)) × (R_B + R_T)/R_B。输入漏电流表现为比较器阈值电压误差，通过选择适当的电阻，可以尽可能降低该误差（相对于失调电压），也就是，I_LK × (R_B || R_T) < V_OS。

举个例子，LTC4367欠压和过压保护控制器UV和OV引脚的最大漏电流为±10 nA，而UV/OV引脚比较器的500 mV阈值失调电压为±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。根据预算，±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失调电压的一半）漏电流产生的阈值误差为：R_B || R_T < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用0.5 V比较器阈值设置11 V输入欠压阈值，则要求：R_T = R_B × 10.5 V/0.5 V = 21 × R_B。因此，R_B || R_T = 21 × R_B/22 < 300 kΩ，则R_B < 315.7 kΩ。对于R_B来说，最接近1%的标准值为309 kΩ，得出的R_T为6.49 MΩ。跳变点处的分压器偏置电流为0.5 V/309 kΩ = 1.62 µA，是10 nA漏电流的162倍。为了在不增加比较器输入漏电流导致的阈值误差的情况下尽可能降低分压器电流，这种分析至关重要。

结论

在基于比较器的相同控制电路中，利用电阻分压器可轻松调整电源欠压和过压闭锁阈值。电源噪声或电阻需要阈值迟滞，以防止电源超过阈值时出现电源开关打开和关闭颤振。本文介绍了实现欠压和过压闭锁迟滞的一些不同方法。基本原理是比较器断路时，在分压器接头处会产生一些正反馈。增加或提高保护控制器IC迟滞时，有些方法取决于比较器输出或IC输出引脚的类似信号的可用性。选择电阻值时，应注意避免使比较器的输入漏电流成为阈值误差的主要来源。通过电子数据表提供所有相关等式（包括本文中介绍的等式），可供下载。

关于作者

Pinkesh Sachdev是ADI公司电源系统管理高级应用工程师。他拥有印度理工学院（印度孟买）电气工程学士学位以及斯坦福大学电气工程硕士学位。联系方式：pinkesh.sachdev@analog.com。

作者：泰克科技

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电子器件本身就有各种不同的噪声源，包括热噪声、散粒噪声、白(宽带)噪声和1/f (闪烁效应)噪声。1/f 噪声是低频电子噪声，其中电流 (ISD) 或功率 (PSD) 频谱密度与频率成反比。许多元器件类型都会有 1/f 噪声，包括半导体器件、某些类型的电阻器、石墨烯之类的 2D 材料，甚至包括化学电池。为确定一种器件的 1/f 噪声，我们通常要测量电流相对于时间的关系，然后把数据转换到频域中。快速傅立叶变换 (FFT) 是把时域数据转换成频域数据的一种流行方法。

在测量设置中，噪声来自不同的来源，其中之一是测量仪器本身。为提取被测器件 (DUT) 的噪声特点，仪器噪声必须小于 DUT 噪声。

源测量单元 (SMU) 和脉冲测量单元 (PMU) 是吉时利4200A-SCS 参数分析仪的两个模块，其在时域中测量及提供电流和电压。SMU 和 PMU 可以以恒定速率获得测量数据，然后可以使用 FFT 功能转换成频域中的参数，Clarius 软件的 Formulator 公式器内置了FFT 功能。4200A-SCS 拥有全面的测试库，包括样例测试及 AC 参数计算，可以生成 1/f 噪声、电流频谱密度及基于 AC 的测量。

本文阐述了怎样通过 4200A-SCS，使用 SMU和 PMU 来进行 1/f 噪声测量。特别是下面这些图描述了 1/f 噪声基础知识，通过在特定范围上导出电流频谱密度 (ISD)，测量 MOSFET 的漏极电流 1/f 噪声，在 2 端子器件上配置 1/f 噪声测量，来确定仪器的噪声本底，另外我们还描述了内置 FFT 功能。

测量器件的 1/f 噪声

闪烁效应噪声或 1/f 噪声涵盖许多频率，但通常在<100 Hz 下观测到。图 1 显示了器件典型的噪声电流频谱。对 1/f 噪声，频谱密度与频率成反比。但是，在 log-log 标度上，频谱密度和频率呈线性相关。热噪声或白噪声相对于频率仍保持不变。拐角频率是指1/f 噪声曲线与热噪声相交的位置。

图 1. 一个器件典型的电流噪声频谱。

可以通过许多方式确定 1/f 噪声，图 2 展示了其 中一种方法，它采用 DC 测试设备。在本例中，电压 同时应用到 MOSFET 的栅极和漏极，电流表以给定 采样率测量漏极电流。通过使用 FFT 计算，我们把电 流表获得的基于时间的电流测量数据转换成电流噪声 频谱密度 (ISD) 和频率。使用 FFT 功能要求电流测量 和时间测量均匀隔开。

图 2. 测量 MOSFET 的 1/f 漏极电流噪声使用的电路。

如图3所示，电路中有两个电源可以换成两个SMU (或 PMU 通道 )，其既可以提供电压，测量电流，还可以用来确定 MOSFET 的 I-V 特点。在本例中，SMU1 连接到栅极端子上，应用栅极电压；SMU2 连接到漏极端子上，输出漏极电压，测量漏极电流。

图 3. 使用两个 SMU 测量 1/f 漏极电流噪声。

4200A 的 SMU 拥有 6 位半分辨率，DC 噪声通常要低于 PMU。但是，获取 SMU 的电流测量的速度要低于 PMU，因此带宽较低。PMU 可以获取高速电流测量， 但会以产生噪声为代价。使用的仪器的噪声必须比预 计的器件噪声充分低。最好的确定方式是使用开路推 导出仪器的噪声（如下一节所述）。

使用开路确定 SMU 和 PMU 噪声

可以使用开路推导出 SMU 或 PMU 的仪器噪声。为确定其噪声，在 Force HI 端子和 Sense HI 端子上各放一个金属帽，让仪器预热一小时。如果仪器连接到探 针台，要先抬起探针，然后开始测试。 Clarius 软件用来在噪声测试中控制仪器。

Clarius Library 中的 SMU 电流频谱密度 (smu-isd) 测试从 SMU 获得的电流和时间测量中导出 ISD 相对于频率的关系。这项测试可以通过以下方式添加到项目树中：在Test Library 中搜索 smu-isd，然后把它添加到项目树中。 这项测试使用 Normal 正常速度模式在三个不同电流范围上测量开路。在 Formulator 中，FFT 公式推导出 电流、功率、频率、带宽和 ISD 的实数部分和虚数部分，如图 4 中的截屏所示。

图 4. smu-isd 测试使用的公式。

由于电流是使用开路测得的，所以可以使用这项测试 确定 SMU 的噪底。频率将视定时设置而变化。 通过计算推导出电流噪声密度， 单位用 A/sqrt(Hz) 表示，这不同于单个 DC 测量的噪声，后者 的单位用安培表示。如果用数字快速傅立叶变换表示， 电流频谱密度的公式是：

ISD = sqrt((2*PWR)/(PTS*BW))

其中：PWR 是电流幅度的平方，或 PWR = Im(I)^2 + Re(I)^2

带宽 (BW) 定义为 1/dt，其中 dt 是两个测量点之间的时间步长，假设所有测量之间的时间步长都是一个恒定值。从这项测试中，通过在 Formulator 中增加下面的公式，我们还可以推导出功率频谱密度 (PSD)：

PSD = (2*PWR)/(PTS*BW)

图 5 显示了使用这项测试测量 0 V 时开路电流噪声生成的图表，其中包括四个不同的量程：100 mA、1 mA、1mA 和 1 nA。在这项测试中，我们没有使用默认的正常速度模式，而是使用 Custom Speed 自定义速度模式。通过自定义速度模式，用户可以进一步定义时间参数。

图 5. 从 SMU 测得的开路电流数据的电流频谱密度相对于频率关系。

SMU 测量速度在Test Settings 测试设置窗口中控制。通过在自定义速度模式下调节参数，采样速率会变化， 这决定了带宽。尽管不能直接为 SMU 设置测量时间， 但我们可以测量计算时间、带宽和测试频率，并返回 Sheet。通过提高采样率，噪声会保持接近恒定，但 ISD 曲线会在频率轴上左移或右移，具体取决于采样 率上升还是下降。

在设置速度模式时，通常要在每个测量的速度和噪声之间折衷。测量速度越快，噪声越高。所以在测量时采样率越慢，带宽越小，噪声越低。 这项测试中的读数是在固定的电流量程上获得的。使用固定量程而不是自动量程，对保持每个读数的测量 时间恒定不变具有重要意义，这也是 FFT计算的一项要求。

PMU 电流频谱密度相对于频率关系

像 SMU 一样，我们也可以从电流和时间测量及 FFT 计算中导出 PMU 的 ISD。pmu-isd 测试使用开路计算PMU 电流频谱密度，在 Test Library 测试库中可以 找到这项测试，并添加到项目树中。这项测试是使用 PMU_freq_time_ulib 用户库中的PMU_sampleRate 用 户模块生成的。但是，同一用户库中的 PMU_SMU_ sampleRate 用户模块也可以用于这项测试。通过这项测试，用户可以同时为 CH1 和 CH2 输入一个电压偏置， 为 CH2 选择一个电流范围，指定测试时间和采样率。 图 6 显示了 pmu-isd 测试的 Configure 视图截图。

图 6. pmu-isd 测试的 配置视图。

与 SMU 电流频谱密度测试一样，Formulator 有多个 公式推导带宽、测试电流的实数部分和虚数部分、功 率、频率和电流频谱密度。表 2 列出了 pmu-isd 测试使用的这些公式及说明。时序、范围、点数及其他设备等相关信息与推导 SMU 电流频谱密度时描述的 信息类似。

图 7 中的截图显示了 PMU 在 100 nA、100 mA 和 10 mA 范围时的电流频谱密度相对于频率关系。由于我 们是使用开路获得的数据，所以这个图显示了在指定 采样率 (SampRate) 和总测试时间 (SampTime) 下获得的固定电流范围时计算得出的 PMU 噪声。

图 7. PMU 电流频谱密度。

对 pmu-isd 测试，CH1 和 CH2 上的电压都设为 0 V。在 Configure 视图中，用户输入总测试时间和采样率。 点数等于采样率乘以总测试时间。选择输入参数，使 总点数是 2 的幂，因为我们将在数据上执行 FFT 计算。 为实现最佳效果，最好使用最小 512 点、最大 4096 点。对例子中生成的曲线，我们使用采样时间 1 秒、 采样率 2048 样点 / 秒。可以调节这些数字来改变频率。

在使用 PMU_sampleRate 或 PMU_SMU_sampleRate 用户模块时，可以使用多轮测试，扩大图表上的频率 范围，因为每个测试都有自己的采样率。例如，图 8 中绘制的数据融合了 100 nA PMU 范围上获得的 5 种不同的开路测量测试的数据。每个测试有 1024 个点， 但使用不同的测试时间和采样率执行测试。通过调节定时参数，在 Run History 运行 历史中检查多轮运行，可以扩展图表上的频率范围。

图 8. 检查多轮测试，扩展图表上的频率。

确定 MOSFET 漏极电流的 1/f 噪声

Clarius 程序库中包括一个测试，可以确定 MOSFET 漏极电流的 1/f 噪声。这项测试即 mosfet-isd，它使 用 SMU 偏置栅极，使用 PMU 偏置漏极，测量得到的 漏极电流。SMU 的电压源的噪声低于 PMU，但 PMU 测量电流的速度要快于 SMU。记住，栅极上噪声将会 被放大并被漏极的电流表检测到。 图 9 显示了使用 mosfet-isd 测试的电路图。SMU 连接到栅极，PMU 连接到漏极。源极和衬底偏置电位端 子连接到 GNDU，GNDU 输出 0 V。

图 9. 使用 SMU 应用栅极电压，使用 PMU 测量漏极电流。

为实现这些测量， 可以把 mosfet-isd 测试从 Test Library 复制到项目树中。这项测试是使用 PMU_ freq_time_ulib 用户库中的 PMU_SMU_sampRate 用户模块创建的。

在这项测试中，SMU 和 PMU 都输出恒定电压，PMU 则以配置的采样率在指定的时间周期内测量电流。得到的 电流和时间返回到 Sheet 中，Formulator 中的公式利用 FFT 公式把基于时间的测量转换成基于频率的测量。特别是它会计算电流频谱密度 (ISD) 和频率。图 11 显示了在 MOSFET 上测量漏极电流噪声的结果。

图 11. MOSFET 漏极电流 ISD 相对于频率关系。

本文内容为节选，查看完整测试指南或4200A-SCS更多信息，可以到这里https://www.tek.com.cn/keithley-4200a-scs-parameter-analyzer。

关于泰克科技

泰克公司总部位于美国俄勒冈州毕佛顿市，致力提供创新、精确、操作简便的测试、测量和监测解决方案，解决各种问题，释放洞察力，推动创新能力。70多年来，泰克一直走在数字时代前沿。欢迎加入我们的创新之旅，敬请登录：tek.com.cn

11月4日，苏州东微半导体股份有限公司（以下简称“东微半导”）科创板IPO过会，去年，东微半导就获得了华为哈勃的战略投资，持股数为333.08万股，持股比例为6.59%。

据悉，东微半导本次拟公开发行股数不超过1684.4092万股，公开发行的新股不低于本次发行后总股本的25%，欲募资9.39亿元，本次募集资金投资项目包括“超级结与屏蔽栅功率器件产品升级及产业化项目”、 “新结构功率器件研发及产业化项目”、“研发工程中心建设项目”及“科技与发展 储备资金”。

Source：东微半导公告截图

据官网资料显示，这家由两位英飞凌同事创立并实控的公司成立已13年，是一家技术驱动型的国产功率半导体厂商。

公司主要有高压GreenMOS系列、中低压SGTMOS系列、IGBT系列三大系列产品，广泛应用于快速充电器、充电桩应用、开关电源、直流电机驱动、光伏逆变器。

2016年东微半导体自主研发的新能源汽车直流大功率充电桩用核心芯片成功量产，打破国外厂商垄断。

超级结与屏蔽栅功率器件产品升级及产业化项目

总投资 20,414.58 万元，是基于公司深槽超级结技术以及屏蔽栅技术的丰富积累，对高压超级结 MOSFET 产品及中低压屏蔽栅 MOSFET 产品的设计及工艺技术等方面进行改进和提升。

其中，高压超级结 MOSFET 产品升级具体包括 8 英寸第三代超级结 MOSFET 产品及 12 英寸先进工艺超级结 MOSFET 产品的设计及工艺技术提升；中低压屏蔽栅 MOSFET 产品升级具体包括第三代高速屏蔽栅中低压 MOSFET 及高鲁棒性中低压 MOSFET 产品的涉及工艺技术提升。

新结构功率器件研发及产业化项目

项目总投资 10,770.32 万元，公司拟在未来三年陆续推出高速率 IGBT、超级硅 MOSFET 以及新一代高速大电流功率器件产品。

前述产品可广泛应用于 5G 基站、新能源汽车直流充电桩、光伏逆变器等细分领域。

研发工程中心建设项目

投资 16,984.20 万元，公司将围绕 SiC 器件、新型硅基高压功率器件方向进行产品技术的创新研发，开发新的技术方案，增加功率器件失效性和可靠性的固定资产投入，优化实验环境，提升测试效率，进一步保障产品质量。

公司计划在超薄晶圆背面加工技术和高功率密度芯片及模块封装技术方向进行持续研发投入，提高工艺技术，进一步提升产品性能。

来源：拓墣产业研究